Impedanzwandler für die Elektrogitarre

von DerOnkel, 18.06.07.

  1. DerOnkel

    DerOnkel HCA Elektronik Saiteninstrumente HCA

    Im Board seit:
    29.11.04
    Zuletzt hier:
    17.10.16
    Beiträge:
    4.003
    Ort:
    Ellerau
    Zustimmungen:
    347
    Kekse:
    35.988
    Erstellt: 18.06.07   #1
    Im Zusammenhang mit dem sogenannten "Lastkondensator" taucht auch immer wieder der Begriff "Impedanzwandler" auf. Ich habe mich daher entschlossen, an dieser Stelle ein paar Informationen zum Thema Impedanzwandler und Vorverstärker zusammenzustellen. Neben der Erklärung der Funktion gehört auch immer ein Schaltbild dazu, welches leicht nachgebaut werden kann.

    Die Dimensionierung der Schaltungen werde ich nicht immer vorgeben. Ich halte es für wesentlich wichtiger, daß man weiß, wofür die einzelnen Komponenten gut sind und wie man sie dimensionieren muß, um bestimmte Eigenschaften zu erreichen. Und los geht es...

    1. Begriffsdefinition

    Laut Wikipedia ist eine Impedanz der komplexe Wechselstromwiderstand eines linearen Zweipols.

    Soweit so gut, aber was läßt sich daran wandeln?

    Elektrotechniker teilen ihre Schaltungen in Zwei- und Vierpole ein. Ein Tonabnehmer ist ein Zweipol. Da er eine Quelle darstellt, sind die beiden Anschlussdrähte quasi der Ausgang eines Zweipols. Jedem Zweipol läßt sich ein sogenannter Innenwiderstand zuweisen, der natürlich auch komplex sein kann und somit eine Impedanz darstellt.

    Wird der Zweipol mit einem weiteren Zweipol belastet, so wirken die beiden Widerstände als Spannungsteiler, der die Leerlaufspannung der Quelle verringert. Handelt es sich bei diesen Widerständen um Impedanzen, so ist diese Verringerung frequenzabhängig und es liegt ein sogenanntes Filter vor.

    Ein Vierpol besteht quasi aus zwei Zweipolen, die intern miteinander verknüpft sind. Er hat also einen Eingang und einen Ausgang. Ein gutes Beispiel für einen passiven Vierpol ist der sogenannte Spannungsteiler. Aber auch ein einfacher passiver Tiefpaß ist ein solcher passiver Vierpol.

    Ein Verstärker, zu denen auch die hier diskutierten aktiven Impedanzwandler zählen, ist ein aktiver Vierpol. Er hat, neben einem Eingangs- und einem Ausgangswiderstand, auch immer ein Übertragungsverhalten, welches beschreibt, wie sich eine Änderung der Eingangsgröße am Ausgang auswirkt.

    Impedanzwandler gehören in die Gruppe der Anpassungsschaltungen. Um zu verstehen, was damit gemeint ist, jetzt ein kleines Beispiel:
    Man kann jetzt eine aktive Schaltung einfügen, die den sich aus der Leistungsanpassung ergebenden Forderungen entspricht. Also
    • Eingangswiderstand: 100kOhm
    • Ausgangswiderstand: 8Ohm
    • Verstärkung: 1
    Aus Sicht der Last (Lautsprecher) wandelt die Schaltung die Impedanz des Tonabnehmers von 100kOhm zu 8Ohm. Daher also der Name Impedanzwandler.
    Grundsätzlich stellt eine solche aktive Schaltung eine spannungsgesteuerte Spannungsquelle mit niedrigem Innenwiderstand dar.

    2. Die praktische Realisierung eines Impedanzwandlers

    Theoretisch ist bereits eine einfache Schaltung mit einem Transistor in Kollektorschaltung ausreichend. Dabei ist es unerheblich, ob man einen bipolaren Transistor oder einen FET nimmt. Bei einem FET ist es dann eben die Drain-Schaltung.

    Diese diskreten Schaltungen haben den großen Vorteil, daß sie mit sehr wenigen Bauelementen auskommen und folglich entsprechend klein sein können. Für den aktiven Gitarristen, der ja in der Regel höchstens ein Gelegenheitselektroniker ist, ergeben sich jedoch häufig ein paar unlösbare Probleme bei der Dimensionierung einer geeigneten Schaltung. Das fängt bei der Festlegung des sogenannten Arbeitspunktes an und hört bei der Auswahl eines geeigneten Transistors nicht auf. Wer nicht bereit ist, sich da etwas intensiver mit der Materie zu befassen, wird Probleme haben, eine vernünftige Lösung zu erzeugen!

    Aus diesem Grund entscheiden wir uns für ein Bauelement, welches die meisten Probleme schon intern gelöst hat und uns das Leben leichter macht: Den Operationsverstärker, kurz OP.

    In der Theorie handelt es sich hierbei um einen Differenzverstärker mit unendlich hoher Spannungsverstärkung. Der OP hat zwei Eingänge (+ und -) und einen Ausgang, an dem die Differenzspannung der beiden Eingänge um den Faktor der Leerlaufverstärkung v0 vergrößert erscheint. Verbindet man den Ausgang des OP mit dem negativen Eingang und speist das Nutzsignal am positiven Eingang ein, so hat man was man möchte: Einen Impedanzwandler!

    3. Einfacher Impedanzwandler für asymmetrische Versorgungsspannung

    Wenn man schon eine Batterie in die Gitarre einbaut, dann bitte nur eine. OP-Schaltungen werden in der Regel mit eine symmetrischen Versorgungsspannung betrieben (z.B. +/- 12V). Möchte man nur eine Spannungsquelle verwenden, müssen ein paar Vorkehrungen getroffen werden. Hier zunächst das Schaltbild:

    [​IMG]

    Kommen wir nun zur Beschreibung der einzelnen Komponenten:

    3.1 OP1

    Als Operationsverstärker kann man eigentlich jeden gängigen Typen nehmen. Es gibt sie in unterschiedlichen Gehäusevariationen, Preisen und elektrischen Eigenschaften. Zu Auswahl eines geeigneten Typen werde ich gegebenenfalls später etwas schreiben. Für die ersten Experimente ist zum Beispiel ein TL061, TL081 oder TL071 ausreichend. Dieses OPs sind bei den meisten Elektronikversendern für ein paar Cent verfügbar.

    Das sogenannte Pinning ist glücklicherweise weitgehend genormt. Hier wurde das Pinning für einen Single-OP in einem DIP8-Gehäuse angenommen, wie es auch schon beim alten µA741 der Fall war.

    3.2 Re1 und Re2

    Da wir mit nur einer Betriebsspannung arbeiten wollen, muß der Eingang unserer Schaltung einen Arbeitspunkt erhalten, der dem Signal die Möglichkeit gibt, in beide Richtungen möglichst weit ausschwingen zu können. Das ist genau bei der halben Betriebsspannung der Fall. Aus diesem Grunde gilt grundsätzlich

    Re1=Re2

    Beide Widerstände legen auch den Eingangswiderstand der Schaltung fest. Dieser besteht aus der Parallelschaltung der beiden Widerstände. Da sie gleich groß sind, gilt für den Eingangswiderstand:

    Rin=Re1/2=Re2/2​


    Um den Tonabnehmer möglichst nicht zu belasten, macht man den Eingangswiderstand hochohmig. Werte von 500kOhm bis 2,2MOhm sind dabei nicht ungewöhnlich. Welchen man wählt hängt auch davon ab, wie stark man die Resonanz des Tonabnehmers dämpfen möchte.

    Kommt der Impedanzwandler direkt an den Tonabnehmer, so sind mindestens 330kOhm erforderlich, um die gleichen Verhältnisse wie mit den Potis und dem Eingangswiderstand des Instrumentenverstärkers zu erreichen. Setzt man den Impedanzwandler an den Ausgang der Gitarre, also hinter die Potis, so sollte mindestens ein Eingangswiderstand von 1 MOhm vorgesehen werden.

    3.3 Ce

    Damit unser Arbeitspunkt nicht von den anderen Schaltungsteilen vor dem OP negativ beeinflußt wird, trennt der Kondensator Ce die Schaltungsteile gleichspannungsmäßig. Man spricht in diesem Zusammenhang auch von einem Koppelkondensator.

    Zusammen mit dem Eingangswiderstand der Schaltung bildet Ce eine sogenannten Hochpaß, dessen Grenzfrequenz sich wie folgt berechnen läßt:

    fge=1/(2*pi*Rin*Ce)​


    Frequenzen, die kleiner als fge sind, werden quasi nicht übertragen.

    Wenn man Re1 und Re2 festgelegt hat, so muß man jetzt festlegen, wo diese Grenzfrequenz liegen soll. Die tiefste Frequenz für eine Elektrogitarre (E-Saite) liegt bei knapp 80 Hz (40 beim E-Bass). Wer jedoch dropped D oder gar C (65Hz) spielt, der muß noch etwas tiefer gehen und auch ein 5-Saiter mit tiefer H-Saite liegt mit 30Hz deutlich tiefer.

    Mit Rin und fge läßt sich dann der Kondensator Ce bestimmen:

    Ce=1/(2*pi*Rin*fge)​


    Für Ce sollte im Hinblick auf den Klang kein Elko eingesetzt werden, sondern ein geeigneter Folienkondensator.

    3.4 Ca

    Für diesen Kondensator gelten ähnliche Dinge, wie für Ce. Auch er dient zur Absicherung des Arbeitspunktes (jetzt am Ausgang) und auch er bildet einen Hochpaß (nun allerdings mit dem Eingangswiderstand der folgenden Schaltung).

    Die Dimensionierung ist daher etwas schwierig. Ein alter Marshall oder Fender-Verstärker hat einen Eingangswiderstand von 168kOhm (Low) oder 1MOhm (High) bei modernen Systemen mit nur einem Eingang, kann man von 1MOhm ausgehen. Die Grenzfrequenz ist dann analog zu fge:

    fga=1/(2*pi*Rin*Ca)​


    Wobei Rin hier der Eingangswiderstand des folgenden Verstärkers ist. Bei der Dimensionierung sollte man von dem kleinsten möglichen Eingangswiderstand ausgehen (hier also 168kOhm) Ca ist dann

    Ca=1/(2*pi*Rin*fga)​


    Wir nehmen für fga einmal 30Hz an. Mit 168kOhm ergibt sich dann Ca=31,6nF. In der Praxis nimmt man jedoch häufig noch größere Werte. 100nF sind da nicht selten.

    Man sollte die Kapazität der Koppelkondensatoren jedoch nicht zu groß machen. Bei Röhrenschaltungen kann man schon mal einen Schluckauf hören, da die Schaltung nicht in der Lage ist, die Kapazität schnell genug zu laden.

    3.5 R

    OP's haben eine ganze Reihe sehr guter Eigenschaften. Das Treiben von kapazitiven Lasten, wie es unser Gitarrenkabel darstellt, gehört jedoch nicht dazu. Je nachdem, wie groß die Verstärkung der Schaltung ist, entsteht am Ausgang eine Phasendrehung. Im schlimmsten Fall ist diese so groß, daß aus der Rückkopplung von Pin 6 nach Pin 4 eine Mitkopplung geworden ist und die Schaltung schwingt. R dient dazu, die externe Kapazität in ihrer Wirkung etwas einzuschränken und so die Schwingneigung zu unterdrücken.

    Da unser Impedanzwandler ja nur eine Verstärkung von 1 hat, sind solche Problem nicht zu befürchten und R kann entfallen. Wer ihn jedoch benötigt, der muß ein wenig experimentieren. Werte zwischen 30Ohm und 200Ohm sind da gängig.

    Man vergrößert mit R allerdings den Ausgangswiderstand der Schaltung. Zusammen mit der Kabelkapazität (typisch 500pF bis 1nF) ergibt sich dann ein Tiefpaß, der die Übertragung der hohen Frequenzen begrenzt. Diese Frequenz berechnet sich aus

    fg=1/(2*pi*(Rout+R)*Ckabel)​


    Für die Elektrogitarre sollten es schon 7kHz sein!

    3.6 D

    Manchmal verpolt man die Batterie beim Anschließen an den Batterie-Clip. Das mag ein OP nicht gerne und einige verabschieden sich dann. Damit ein hoffnungsvoller Auftritt nicht aus so einem Grund vorzeitig beendet wird, ist D da. Hier kann eine ganz normale Silizium-Diode, wie die 1N4148 eingesetzt werden. Wer allerdings einen möglichst geringen Spannungsverlust wünscht, der sollte eine Schottky-Diode wählen. Sie haben eine Durchlassspannung von nur 0,1 bis 0,3V gegenüber den 0,7V einer Silizium-Diode.

    3.7 CL

    Dieser Kondensator ist ein sehr wichtiges Bauelement, wenn der Impedanzwandler in einer Gitarre eingesetzt werden soll. Aufgrund der sehr geringen Eingangskapazität des OPs (typisch 5pF) arbeitet der Tonabnehmer quasi im Leerlauf. Er hat daher eine wesentlich größere Resonanzfrequenz, als es eigentlich der Fall ist. CL ist also der Ersatz für die Kabelkapazität. Fehlt er, so klingt es sehr höhenlastig. Wenn man nicht weiß, wie groß die Kapazität seines Kabels ist, so probiert man am besten ein paar geeignete Werte aus. Welche das sein könne, steht unter anderem in Guitar-Letter II.

    So, das war es fürs erste. Beim nächsten mal gibt es dann ein paar sinnvolle Erweiterungen.

    Ulf
     
  2. 6Red6Dragon6

    6Red6Dragon6 Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    05.02.05
    Zuletzt hier:
    8.05.14
    Beiträge:
    1.977
    Ort:
    Mannheim
    Zustimmungen:
    54
    Kekse:
    6.888
    Erstellt: 18.06.07   #2
    Sehr Geil!
    Jetzt versteh' ich auch mal vollständig, was ich da in meinen Gitarren sitzen hab'! :D
    Super Artikel, wie immer.
     
  3. DerOnkel

    DerOnkel Threadersteller HCA Elektronik Saiteninstrumente HCA

    Im Board seit:
    29.11.04
    Zuletzt hier:
    17.10.16
    Beiträge:
    4.003
    Ort:
    Ellerau
    Zustimmungen:
    347
    Kekse:
    35.988
    Erstellt: 06.07.07   #3
    Der im ersten Beitrag gezeigte Impedanzwandler erfüllt schon die grundsätzlichen Anforderungen an so eine Schaltung. Er hat, je nach Wahl von Re1 und Re2, einen großen Eingangswiderstand sowie einen, durch den Operationsverstärker bestimmten sehr kleinen Ausgangswiderstand von ein paar hundert Ohm. Allerdings sind noch einige kleine Schwachstellen vorhanden, denen es nun an den Kragen gehen soll.

    1. Problembeschreibung

    Ein Problem wird durch die Koppelkondensatoren Ce und Ca erzeugt. Durch den Spannungsteiler bestehend aus Re1 und Re2 liegt am positiven Eingang (Pin 3) des Operationsverstärkers immer die halbe Betriebsspannung, die ebenfalls am Ausgang (Pin 6) auftritt. Da jeder reale Kondensator unter Verlusten zu leiden hat, die als paralleler Widerstand (in nächsten Bild gestrichelt gezeigt) aufgefaßt werden können, tritt diese Gleichspannung auch an den Punkten a und b auf, wenn sie keinen Bezug zur Masse haben.

    [​IMG]
    Bild 1: Koppelkondensatoren mit Leckstromverlusten

    Das ist zum Beispiel der Fall, wenn der Tonabnehmer über einen Schalter direkt mit dem Impedanzwandler verbunden wird. Ist der Schalter offen, so hängt Ce einseitig in der "Luft" und weist keine Ladung auf. Wird der Schalter geschlossen, so wird der Kondensator über den Tonabnehmer mit Masse verbunden und aufgeladen. Der Ladevorgang gilt im Allgemeinen als abgeschlossen, nachdem eine Zeit von 5 tau vergangen ist. Da der Gleichstromwiderstand eines elektromagnetischen Tonabnehmers typisch in einem Bereich von 5 kOhm bis 15kOhm liegt, kann er gegen Re1 vernachlässigt werden. Die Zeitkonstante ist dann

    tau=Re1*Ce

    Mit einem Wert von 1MOhm für Re1 und 33nF für Ce ergibt sich eine Zeitkonstante von 33ms. Der gesamte Ladevorgang dauert also rund 166ms. Während dieser Zeit hat der Operationsverstärker keinen richtigen Arbeitspunkt, was unter Umständen zu Verzerrungen des Signals führen kann.

    Viel problematischer ist jedoch die schlagartige Verbindung des Kondensators mit Masse. In der Folge springt nämlich auch die Spannung am positiven Eingang des Operationsverstärkers auf 0 Volt. Dieser Sprung wird am Ausgang des Impedanzwandlers durch Ca differenziert. Das Resultat ist dann ein kurzer Spike, der als "Knack" mehr oder weniger stark im Lautsprecher hörbar wird. Durch ein solch extremes Signal ist schon so mancher Hochtöner in die "ewigen Klanggründe" eingezogen.

    Wird der Schalter wieder geöffnet, so hängt Ce erneut in der "Luft" und entlädt sich dabei langsam über seinen Verlustwiderstand. Da die Leckstromverluste eines guten Kondensators in der Regel sehr klein sind, ist die entsprechende Zeitkonstante recht groß. Folglich sinkt die Spannung kaum ab. Ein erneutes Schließen des Schalters erzeugt jedoch wieder einen Sprung um den Betrag der halben Betriebsspannung nach unten. Die resultierende Spannung ist dann sogar leicht negativ. Dieser erneute Sprung führt natürlich wieder zu einem Spike.

    Ein Schaltvorgang von "Ein" über "Aus" nach "Ein" kann mit dem Umschalten der Tonabnehmer verglichen werden. Ce wird zumindest immer für einen kurzen Augenblick keinen Massebezug haben. Das bedeutet, daß auch ein Umschaltvorgang einen Spike verursachen kann!

    Das folgende Bild verdeutlicht noch einmal alle Effekte:

    [​IMG]
    Bild 2: Spannungsverlauf am Eingang eines Operationsverstärkers mit geschaltetem Massebezug

    Zunächst ist der Schalter offen und wir haben die halbe Betriebsspannung. Dann folgt der Sprung auf 0 Volt und anschließend der Aufladevorgang. Danach wird der Schalter geöffnet und die Spannung sinkt langsam ab. Mit dem nächsten Einschalten folgt dann wieder der Sprung nach Unten mit folgender Aufladung.

    Für Ca und den Punkt b kann man vergleichbare Überlegungen anstellen. Wird hier eine Last, zum Beispiel ein Verstärker oder Effektgerät angeschlossen, so wird Ca aufgeladen. Im ersten Moment fließt ein nur durch den Innenwiderstand des Operationsverstärkers (und ggf. durch R) begrenzter Strom, der dann langsam mit exponentiellem Verlauf auf Null absinkt. Dieser Strom erzeugt im Eingangswiderstand des angeschlossenen Gerätes eine Spannungsabfall, dessen Verlauf absolut mit Bild 2 zu vergleichen ist. Der nächste Koppelkondensator oder Hochpaß wird daraus dann den ungeliebten Spike erzeugen.

    2. Die Folgen des Spikes

    Ein Spike oder auch Glitch wird im deutschen Sprachgebrauch als Nadelimpuls bezeichnet. Mathematisch kann ein solches Verhalten durch den sogenannten Dirac-Impuls beschrieben werden. In der Theorie hat dieser Impuls eine unendliche Höhe und einen Breite von Null und folglich auch eine Fläche von Eins. Da es keine Funktion gibt, die diese Bedingungen erfüllt, läßt sich der Dirac-Impuls nur durch die Theorie der Distributionen beschreiben.

    In der Nachrichtentechnik wird der Dirac-Impuls gerne dazu verwendet, um die Impulsantwort eines Systems zu bestimmen. Unterwirft man dem Dirac-Stoß einer Fouriertransformation, so erhält man ein konstantes unendliches Spektrum, was bedeutet, daß alle Frequenzen mit der gleichen Amplitude im Signal vorhanden sind. Dieses Spektrum ist also in gewisser Weise mit dem sogenannten weißen Rauschen zu vergleichen.

    Gibt man ein solches Signal auf ein breitbandiges System, wie zum Beispiel einen Verstärker, so werden am Ausgang alle Frequenzen mit der maximalen Leistung auftreten. Das kann dazu führen, daß Hochtonlautsprecher überlastet werden, denn sie sind in der Regel nicht für das Auftreten eines solchen Signals dimensioniert.

    Normale Audiosignale haben in der Regel eine Tiefpaßcharakteristik. Die Amplituden werden also mit steigender Frequenz immer geringer. Typisch ist hier ein Abfall von 3dB pro Oktave. Dadurch ist es möglich, in Mehrweglautsprechern Hochtonsysteme mit vergleichsweise geringer Belastbarkeit einzusetzen. Der Löwenanteil der Leistung wird ja im Baß- und Mittenbereich umgesetzt.

    Da der Dirac-Impuls keine Tiefpaßcharakteristik aufweist, stellt er in breitbandigen Verstärkeranlagen also eine Gefahr für die Lautsprecher dar.

    Das Equipment eines Elektrogitarristen ist jedoch nicht so sehr gefährdet, wie man jetzt vielleicht denken mag. Die Begründung dafür ist recht einfach: Der Instrumentenverstärker ist in der Regel kein breitbandiges System. Die Lautsprecher übertragen selten mehr als 10kHz. Gleiches gilt auch für den eigentlichen Verstärker. Da keine Hochtöner vorhanden sind (und auch nicht benötigt werden), kann hier also kaum etwas kaputt gehen. Hier macht sich der Spike also einfach nur als lästige und teilweise auch laute Störung bemerkbar. Gleichwohl kann eine solche Störung in einer PA zu Schäden an den Lautsprechern führen.

    Ein Verstärker für eine akustische Gitarre ist jedoch wieder breitbandig. Hier kann ein auftretender Spike also wieder seine zerstörerische Wirkung entfalten!

    3. Kampf dem Spike

    Um Schäden an den nachfolgenden Geräten zu vermeiden, sollte eine gute elektronische Schaltung also keine Spikes erzeugen. Wer den Abschnitt über die Entstehung der Spikes aufmerksam gelesen hat, der wird jetzt auch schon wissen was zu tun ist:

    Die beiden Kondensatoren Ce und Ca benötigen einen dauerhaften Pfad zur Masse!

    Diese Anforderung läßt sich einfach erfüllen, indem jeweils ein Widerstand gegen Masse eingefügt wird. Sie sind im nächsten Bild als Rpe und Rpa bezeichnet. In der angloamerikanischen Literatur werden sie auch als "Pull-Down-Resistor" bezeichnet, weil sie den entsprechenden Punkt der Schaltung auf Masse (be)ziehen.

    [​IMG]
    Bild 3: Impedanzwandler mit Spike-Protection

    Beide Kondensatoren werden nach dem Einschalten der Betriebsspannung nun zuverlässig aufgeladen. Damit ist das Problem gelöst. Jetzt geht es nur noch darum, die Eigenschaften dieser modifizierten Schaltung zu bestimmen. Dabei wird jetzt nur noch auf die Änderungen eingegangen.

    4. Die Folgen der Protektion

    Die beiden zusätzlichen Widerstände werden für die eigentliche Aufgabe der Schaltung nicht benötigt. Neben ihrer Schutzfunktion beeinflussen sie jedoch auch die Eigenschaften der gesamten Schaltung. Sie sind also ungeliebte Gäste, deren Anwesenheit man zur Not zähneknirschend hinnehmen muß. Wie stellt sich der Einfluß dieser Widerstände nun dar?

    Der Widerstand Rpe verhindert die Entstehung von Spikes, die durch Spannungssprünge am Eingang entstehen. Der Kondensator Ce wird über Re1 und Rpe aufgeladen. Die entsprechende Zeitkonstante berechnet sich zu

    tau=(Re1+Rpe)*Ce

    Damit der Kondensator möglichst schnell aufgeladen wird und die Schaltung ihren Arbeitspunkt auch schnell erreicht, sollten die beiden Widerstände möglichst niederohmig sein. Andererseits beeinflußt Rpe auch den gesamten Eingangswiderstand der Schaltung, denn er liegt aus Sicht der Wechselspannung parallel zu Re1 und Re2.

    Rin=1/(1/Re1+1/Re2+1/Rpe)

    Möchte man generell einen großen Eingangswiderstand haben, dann ergibt sich daraus die Anforderung, diese Widerstände möglichst hochohmig zu machen. Mit Re1= Re2 und sehr große Werte für Rpe folgt dann wieder

    Rin=Re1/2=Re2/2

    In der Praxis wird man hier einen Widerstand zwischen 2 und 5 MOhm einsetzen. Zusammen mit einem angenommenen Wert von 1MOhm für Re1 und 33nF für Ce ergibt sich dann eine Ladezeit von 5*(1MOhm+5MOhm)*33nF=0,99s. Das heißt, die Schaltung erreicht rund eine Sekunde nach dem Einschalten einen stabilen Zustand, was für die meisten Anwendungsfälle ausreichend sein sollte. Der Eingangswiderstand beträgt in diesem Fall 455kOhm. Er verringert sich durch Rpe also nur um 45kOhm.

    Der Widerstand Rpa liegt parallel zum Eingangswiderstand der nachfolgenden Schaltung. Der wirksame Lastwiderstand ist jetzt also etwas kleiner und berechnet sich zu

    RL=Rin*Rpa/(Rin+Rpa)

    Entsprechend verändert sich jetzt auch die Grenzfrequenz des durch Ca und den Lastwiderstand gebildeten Hochpasses:

    fga=1/(2*pi*RL*Ca)

    Die Zeitkonstante für die Aufladung von Ca beträgt, unter Vernachlässigung des Ausgangswiderstandes des Operationsverstärkers, mindestens:

    tau=(R+Rpa)*Ca

    5. Fazit

    Eine Spike-Protection sollte immer dann vorgesehen werden, wenn Ein- oder Ausgänge der Schaltung geschaltet werden.

    Kommt der Impedanzwandler an den Ausgang einer Strat, so ist eine Protection nicht notwendig, da sie durch das Lautstärkepotentiometer bereits gegeben ist. Bei einer Schaltung wie sie in der Les Paul verwendet wird, liegt der Schalter direkt am Ausgang. Hier wird Rpe also benötigt.

    Eine Protection für den Ausgang sollte man immer vorsehen, wenn hier die Gitarrenbuchse angeschlossen wird.

    Ulf
     
  4. DerOnkel

    DerOnkel Threadersteller HCA Elektronik Saiteninstrumente HCA

    Im Board seit:
    29.11.04
    Zuletzt hier:
    17.10.16
    Beiträge:
    4.003
    Ort:
    Ellerau
    Zustimmungen:
    347
    Kekse:
    35.988
    Erstellt: 10.07.07   #4
    Bisher habe ich ein Bauelement sträflich vernachlässigt: Den Kondensator CB. Was es mit ihm alles auf sich hat, soll nun ein wenig beleuchtet werden.

    Da im letzten Beitrag ein wenig von Schutzschaltungen die Rede war, möchte ich hier auch noch einmal auf die Diode D und ihre Funktion etwas intensiver eingehen.

    1. Der Kondensator CB

    Wenn man sich ein einfaches Netzteil anschaut, so findet man meistens nur einen Trafo, einen Gleichrichter und einen Ladekondensator. Dabei hat der Trafo die Aufgabe, die Netzspannung auf den gewünschten Wert herauf oder (in den meisten Fällen) herunter zu transformieren. Der Gleichrichter macht aus dem Wechselstrom einen pulsierenden Gleichstrom, wie es hier im ersten Bild gezeigt wird und der Ladekondensator CL hat dann die Aufgabe, diesen Strom zu glätten, wobei immer ein lastabhängiges Restbrummen zurückbleibt.

    Auf den ersten Blick könnte man meinen, der Kondensator CB hätte in unserer Schaltung die gleiche Aufgabe. Allerdings liefert eine Batterie eine sehr gute Gleichspannung ohne jegliches Brummen. Wozu also??

    Im ersten Beitrag hatte ich dargelegt, daß der Eingangswiderstand aus der Parallelschaltung von Re1 und Re2 besteht. Für einen elektrotechnischen Laien oder Anfänger stellt sich dann die Frage: "Warum das?"

    [​IMG]
    Impedanzwandler mit Spike-Protection

    Die Antwort erhält man, wenn man einen kleinen Trick anwendet. Man geht grundsätzlich davon aus, daß Koppelkondensatoren (wie Ce und Ca) so groß gewählt wurden, daß sie für das Nutzsignal nur einen sehr geringen Widerstand (~0Ohm) aufweisen. Unter dieser Bedingung kann der betreffende Kondensator durch einen gedachten Kurzschluß ersetzt werden.

    Eine gleiche Überlegung macht man für das Netzteil: Jede Batterie ist im Grunde genommen ein großer Kondensator und eine fast ideale Spannungsquelle. Das heißt der Innenwiderstand ist sehr klein. Für eine Wechselspannung kann man eine Batterie also wieder durch einen Kurzschluß ersetzen. Handelt es sich bei der Stromversorgung nicht um eine Batterie, sondern um ein Netzteil, so sind da immer Ladekondensatoren vorhanden, die so groß sind... -> wird ersetzt durch Kurzschluß. Damit hat also auch die Spannungsversorgung (+UB) Massepotential und man kann alle Bauelemente, die dorthin verbunden sind nun im Geiste nach Masse verbinden.

    Durch all diese gedachten Kurzschlüsse sieht unsere Ersatzschaltung aus Wechselstromsicht nun so aus:

    [​IMG]
    Wechselstrom-Ersatzschaltbild des Impedanzwandlers

    Man erkennt im oberen Schaltbild die Reihenschaltung aus D und Re1, die zustande käme, wenn CB nicht vorhanden wäre oder vom Plus-Anschluß der Batterie gegen Masse gehen würde. D immer so würde im Signalweg liegen.

    Damit hätte man ein nichtlineares Verhalten erzeugt und das Eingangssignal würde in Abhängigkeit seiner Amplitude einseitig verzerrt. Das ist allerdings nicht gewünscht! Damit dieser Effekt nicht eintritt, ist CB unter anderem da. Er erzeugt schon vor der Diode den für Re1 gewünschten "Kurzschluß" nach Masse.

    Da wir CB jedoch ordentlich eingebaut haben, ergibt sich das untere Ersatzschaltbild in dem man deutlich die Parallelschaltung der drei Widerstände Re1, Re2 und Rpe erkennt. Damit ist also geklärt, wie die entsprechende Formel zur Berechnung des Eingangswiderstandes zustande kommt.

    2. Professioneller Verpolungsschutz

    Wenn man die 9-Volt-Batterie in einem Effektgerät wechselt, kann es schon mal vorkommen, daß man zunächst eine Verpolung vornimmt. Auch wenn die Kontakte nicht einrasten, fließt schon ein Strom und zerstört gegebenenfalls die dahinter liegenden elektronischen Bauelemente. Das wissen natürlich auch die Profis und haben deshalb auf Abhilfe gesonnen. Hier die Lösung von BOSS aus dem DS-2 und SD-1:

    [​IMG]
    Verpolungsschutz bei BOSS

    Der Schutz kommt durch die Diode D1 oder D2 zustande. Wird die Batterie verkehrt angeschlossen, so fließt der Strom durch die entsprechende Diode, welche die negative Spannung auf maximal 1,1V begrenzt. Soweit die schöne Theorie.

    Die Praxis sieht aber ein wenig gefährlicher aus, denn
    • durch die Diode entsteht quasi ein Kurzschluß und
    • der fließende Strom wird nur durch den geringen Innenwiderstand der Batterie begrenzt.
    Eine typische Kleinsignaldiode wie die 1N4148 erlaubt einen maximalen Dauerstrom von 200mA und einen kurzfristigen Spitzenstrom von 4A bei einer Dauer von 1µs. Ein 9-Volt-Block ist durchaus in der Lage solche Ströme zu liefern und die Diode damit zuverlässig zu zerstören. Dann besteht die Diode in der Regel noch noch aus einem Kurzschluß.

    Durch diese Konstruktion wird die eigentliche Schaltung zwar geschützt, das Gerät funktioniert jedoch nicht mehr, da die defekte Diode auch bei korrekter Polung der Batterie nun einen Kurzschluß darstellt. Da hätten wir also die erste Sünde.

    Der Entwickler des SD-1 hat das Problem fast richtig erkannt und setzt mit der 1N4001 eine wesentlich leistungsfähigere Diode ein. Sie wird vermutlich nicht zerstört werden, aber unter Umständen platzt jetzt die Batterie, denn nun wird der größte Teil der Leistung im Innenwiderstand der Batterie umgesetzt, die sich folglich erwärmt. Auslaufende Chemikalien werden sicherlich jeden Besitzer eines solchen Gerätes begeistern, sind sie doch häufig ätzend. Tja, Schaltung elektrisch gesund, Batterie tot, Gehäuse und Platine versaut! Sünde Nummer 2!

    Im CE-2B und anderen Geräten hat der Entwickler wieder Fortschritte gemacht. Hier kommt eine Kleinsignaldiode vom Typ 1S1588 zu Einsatz, die in Reihe mit einem Widerstand von 100Ohm betrieben wird. Damit ergibt sich ein Strom von ca. (9V-0,7V)/100Ohm=83mA, den die Diode auch klaglos erträgt. Na bitte! Aber leider liegt nun im Ernstfall wieder die volle negative Spannung von 9 Volt an der Schaltung, die es doch eigentlich zu schützen galt! Hier war wohl das Motto: "Schützt den Schutz!" Damit hätten wir Sünde Nummer 3!

    Fazit

    Was die Entwickler bei BOSS geritten hat, solche Schutzschaltungen einzubauen, wird wohl ihr Geheimnis bleiben. Helmuth Lemme hat solche Schaltungen in seinem Buch als "kriminell" bezeichnet. Für mich als Elektroingenieur ist das ganz einfach Pfusch!

    Das BOSS diesbezüglich keine große Anzahl von Ausfällen hat, mag daran liegen, daß solche "Unfälle" selten sind, nur von sehr kurzer Dauer und die nachfolgenden Schaltungen glücklicherweise eine gewisse Toleranz aufweisen.

    BOSS-Hassern und Ibanez-Befürwortern, die sich jetzt vielleicht vor Vergnügen auf die Schenkel klopfen sei gesagt, daß man solche Sünden auch bei den Produkten anderer Hersteller findet. Man sehe sich einmal die Schaltung des DS-10 und des CS-9 von Ibanez oder das FX-53, FX-59 von DOD oder oder oder an. Man findet die drei Sünden überall und manchmal auch noch die ultimative vierte Sünde: Gar keinen Verpolungsschutz!

    Der beste Schutz gegen ungewollte Verpolungen der Batterie ist also tatsächlich eine in Reihe mit der Batterie geschaltete Diode D, die im Ernstfall einfach und zuverlässig sperrt.

    Ulf
     
  5. LoneLobo

    LoneLobo Mod Emeritus Ex-Moderator HCA

    Im Board seit:
    13.04.04
    Zuletzt hier:
    25.11.16
    Beiträge:
    8.457
    Ort:
    Österreich
    Zustimmungen:
    138
    Kekse:
    22.219
    Erstellt: 21.08.07   #5
    Mal was zur Schutzschaltung...
    Du sagst ja schon, am einfachsten ist die Diode die die Falschrumrichtung sperrt.
    Man könnte doch auch noch 3 cent mehr investieren und da eine Diodengleichrichterschaltung einbaun, oder? Wären dann halt 3 Dioden mehr, aber man bäuchte sich nicht mehr drum scheren ob Minus jetzt innen oder außen ist, da sind sich ja die Hersteller selbst nicht einig.

    Würde eigentlich mit recht wenig Aufwand immerhin 2 Probleme auf einmal lösen ^^
     
  6. bernhard42

    bernhard42 Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    28.08.04
    Zuletzt hier:
    29.09.15
    Beiträge:
    873
    Ort:
    München bei Radaumühle
    Zustimmungen:
    1
    Kekse:
    1.159
    Erstellt: 21.08.07   #6
    Eigentlich clever, aber damit verschenkt man ja fast ein Siebtel der kostbaren und eh schon mickrigen Spannung...

    Im Einzelfall ner Eigenbauschaltung ist das durchaus mal drin, 3 Cent (oder wieviel auch immer) auszugeben. Und darum gehts hier ja. Also wie gesagt: Etwas aufwändige, aber clevere Idee. Obwohl's mir um die 0,6 Volt zu schade wäre :D

    Leider ist es ein Ding der Unmöglichkeit, jemand in der Marketingabteilung eines x-beliebigen namhaften Effekteherstellers beizubringen, 3 Cent mehr pro Tretmine auszugeben. Billig ist sexy! :mad:

    Edit: Irgendwo geistern doch auch Schaltungen von Puffern mit einem JFET (wahlweise bipolarer Trans.) in Kollektorschalrung (???) und ner Handvoll Widerständen rum ... War ich ganz angetan von, da die Teile nicht soviele Beinchen haben... was haltet ihr von denen? Kann ja bei Interesse die schaltung nochmal raussuchen und posten.

    Gruß Bernhard
     
  7. _xxx_

    _xxx_ Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    17.07.06
    Zuletzt hier:
    13.07.16
    Beiträge:
    11.740
    Ort:
    Benztown-area
    Zustimmungen:
    309
    Kekse:
    20.656
    Erstellt: 21.08.07   #7
    Kurzschluss sollte kein Problem darstellen wenn man einen kleinen Widerstand in Reihe mit der Diode schaltet zur Strombegrenzung. Ich habe das in einer Schaltung so gemacht und bis zur Bewusstlosigkeit gequält mit +14 bis -14V, hält so weit gut.

    Gleichrichter würde noch ca. 1,4V (0,7V pro Diode in reihe) von der Spannung abknabbern, weiss jetzt nicht wie sich das in der jeweiligen Schaltung äußern würde. Man könnte mit einem Spannungsregler arbeiten, aber der verbrät viel Leistung als Abwärme.
     
  8. DerOnkel

    DerOnkel Threadersteller HCA Elektronik Saiteninstrumente HCA

    Im Board seit:
    29.11.04
    Zuletzt hier:
    17.10.16
    Beiträge:
    4.003
    Ort:
    Ellerau
    Zustimmungen:
    347
    Kekse:
    35.988
    Erstellt: 22.08.07   #8
    Wenn Du mit dem Kurzschlußfall die Lösung mit der parallelen Diode meinst, dann lies noch einmal meinen Beitrag mit den drei Sünden der Schutzschaltung.

    Bei der Reihendiode ist kein Schutzwiderstand erforderlich, der ja auch noch einen zusätzlichen Spannungsabfall erzeugen würde.

    Thermische Verlustleistung wird in dieser Anwendung wirklich kein Problem sein! Ein TL071 benötigt maximal 2,5mA.

    Ein normaler Spannungsregler vom Typ 7809 benötigt in der Regel 2,5 bis 3 Volt zum Leben. Das ist also keinesfalls eine Lösung für den Batteriebetrieb.

    Wenn man davon ausgeht, daß die Schaltung mit einem externen Netzteil betrieben wird, ist ein Brückengleichrichter natürlich eine elegante Lösung! Bei Batteriebetrieb hingegen, hat Bernhard42 ganz recht wenn er schreibt:
    Das führt uns zur Frage nach der maximal möglichen Ausgangsspannung einer Operationsverstärkerschaltung und dann auch zu einem wichtigen Auswahlkriterium.

    Die maximale Ausgangsspannung eines Operationsverstärkers

    Im Datenblatt des TL071 findet man folgende Angaben:

    Für 25°C und einer Last von 10kOhm kann man aus dem Datenblatt folgende lineare Gleichung für die Ausgangsspannung entnehmen:

    Vout=0,9375*VCC-0,625V​

    Ohne Schutzschaltung kann das Ausgangssignal bei einer Betriebsspannung von 9V also maximal einen Spitzenwert von 7,8V erreichen, was einem Effektivwert von 5,5V entspricht.

    Verwendet man die von mir vorgeschlagene Reihendiode, so sinkt unsere Betriebsspannung um rund 0,7V. Damit wird der Spitzenwert der Ausgangsspannung 7,16V (5,06Veff). Der Brückengleichrichter nimmt uns sogar 1,4 Volt. Folge: Maximale Ausgangsspannung 6,5V (4,6Veff).

    Verwendet man einen 9V Akku, der ja nur 8,4V zur Verfügung stellt, dann kann es schon eng werden (Diode: 4,7Veff, Gleichrichter: 4,2Veff). Wenn Batterie oder Akku langsam leer sind fehlen noch ein paar hundert Millivolt. Die Folge kann sich jetzt jeder selber ausrechen.

    Die maximale Ausgangsspannung sollte keinesfalls überschritten werden, denn sonst sind starke Verzerrungen durch die harte Begrenzung des Signals unausweichlich die Folge. Mit einer Röhrenverzerrung hat das dann wirklich nichts mehr zu tun!

    Wenn wir von der praktischen Schaltung ausgehen, dann ist der maximale Hub sogar noch geringer, denn die Schaltung hat ja ihren Arbeitspunkt bei der halben Betriebsspannung. Für die Dioden-Schaltung gilt dann:

    VCC=(9V-0,7V)/2=4,15V.

    Die maximale Ausgangsspannung ist dann nur noch ±3,3V (2,3Veff).

    Die anderen Fälle lassen sich leicht selber berechnen, oder? ;)

    Beim Entwurf der Schaltung ist also unbedingt darauf zu achten, daß das Produkt aus Eingangsspannung und Verstärkung (beim Impedanzwandler 1) den Wert der maximalen Ausgangsspannung nicht überschreitet!

    Gängige Tonabnehmer können im Anschlagmoment durchaus eine Spitzenspannung von 1 bis 2 Volt erzeugen. Wie groß diese Spannung tatsächlich ist, läßt sich nur im Einzelfall messen. Die Angaben bei DiMarzio scheinen irgendwie Effektivwerte zu sein und sind für diese Betrachtung schlichtweg unbrauchbar!

    Die Slew Rate als Auswahlkriterium des Operationsverstärkers

    In der Elektrotechnik wird die maximale Anstiegs- oder Abfallgeschwindigeit der Ausgangsspannung einer Verstärkerschaltung als "Anstiegsrate" (engl. Slew Rate) bezeichnet. Sie stellt die maximale Steilheit einer Signalflanke dar und ist ein Qualitätsmerkmal für die Schaltung.

    In einer Verstärkerschaltung für Wechselspannungen begrenzt die Slew Rate die nutzbare Bandbreite. Ist die Anstiegsrate zu gering, so sind Verzerrungen des Ausgangssignals unausweichlich die Folge. Es stellt sich also die Frage, welcher Wert der Slew Rate für die verzerrungsfreie Übertragung eine Frequenz f mit der Amplitude û notwendig ist?
    Zur Beantwortung dieser Frage betrachten wir eine Sinusschwingung

    u(t)=û*sin(2*pi*f*t)​

    Die größte Steilheit liegt jeweils in den Nulldurchgängen vor. Um sie zu berechnen, wird die erste Ableitung von u(t=0) gebildet:

    u'(t)=2*pi*f*û*cos(2*pi*f*t)​

    Für t=0 ergibt sich dann:

    u'(t=0)=2*pi*f*û​

    Es muß dann gelten

    SR>2*pi*fg*û​


    Mit dieser Gleichung kann man dann also ermitteln, welche Slew Rate bei eine bestimmten maximalen Frequenz fg und einer Amplitude û notwendig ist.

    Für die Gitarre nehmen wir einmal fg=7000Hz an und Batteriebetrieb mit Diode (3,3V).

    Die notwendige Slew Rate beträgt dann 143629,6891V/s oder besser 0,14V/µs.

    Der TL071 liefert mindestens 5Vµs und ist somit gut geeignet. Der schon etwas betagte µA741 erreicht nur 0,5V/µs, läßt sich aus diesem Blickwinkel jedoch auch noch einsetzen.

    Ulf
     
  9. _xxx_

    _xxx_ Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    17.07.06
    Zuletzt hier:
    13.07.16
    Beiträge:
    11.740
    Ort:
    Benztown-area
    Zustimmungen:
    309
    Kekse:
    20.656
    Erstellt: 22.08.07   #9
    Ich meinte D1 und D2 oben in den Boss Schaltungen. Wenn ein paar zig Ohm zur Strombegrenzung in reihe angeschlossen werden, sollte die Diode nicht drauf gehen. Billiglösung eben. Was die Sünden angeht, stimme ich Dir natürlich zu.
     
  10. bernhard42

    bernhard42 Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    28.08.04
    Zuletzt hier:
    29.09.15
    Beiträge:
    873
    Ort:
    München bei Radaumühle
    Zustimmungen:
    1
    Kekse:
    1.159
    Erstellt: 22.08.07   #10
    Servus zusammen,

    beim Onkel lernt man immer ne Menge, bin echt begeistert!

    Nochmal zu der Frage mit dem Jfet-Puffer...

    Ich meinte den hier, 4. Schaltung von oben:

    http://www.muzique.com/lab/buffers.htm

    Der verstärkt zwar nicht, aber taugt auch als Impedanzwandler. Und ist einfacher aufgebaut (diese Beurteilung liegt auch an meiner Abneigung gegenüber ICs... ;P ).

    Kann die Schaltung was? Ist das n eigener Thread? Was denkt ihr?

    Edit:
    Ach ja, noch was...
    Wenns nur um die Impedanzwandlung und nicht um Spannungsverstärkung bei ner E-Gitarre geht, dann sollten 4V effektiv ja eigentlich dicke ausreichen, oder? Die Pickups bringen ja so im schnitt nur 100mV. Aber unter zu geringer Versorgungsspannung leidet die Steilheit eines OPs und damit der Frequenzgang im oberen Bereich, richtig?
    Die JFet-Schaltung ist ja nur durch die RC-Glieder am Ein-und ausgang in den oberen Frequenzen beschränkt, soweit das mein ungeübtes auge sieht...

    Gruß Bernhard
     
  11. ziggypop

    ziggypop Registrierter Benutzer

    Im Board seit:
    31.01.07
    Zuletzt hier:
    25.12.10
    Beiträge:
    596
    Zustimmungen:
    0
    Kekse:
    1.864
    Erstellt: 22.08.07   #11
    Ja sicher kann die was, nämlich die Impedanz von hoch auf rel. niedrig wandeln.
    Allerdings gibt es auch hier ein paar Fallstricke:

    1. Es wird ein FET verwendet. Fets haben eine rel. hohe Parameterstreuung was z.B. die Einsatzspannung (Fet wird leitend) angeht. Nun gibt es zwar schon eine gewisse Vorselektion (BF245 A/B/C) das Problem wird aber nur abgeschwächt und nicht gelöst. Deshalb sollte man in FET-Schaltungen immer ein Trimmpoti zur Arbeitspunkteinstellung
    einbauen (in deiner konkreten Schaltung also statt 3.3k fest 10k trimm) Ich würde dir ausserdem einen JFET mit rel. niedriger Einsatzspannung empfehlen (z.B. BF 245A)...
     
Die Seite wird geladen...

mapping